Hi-Fi svět

Web převážně vážně nejen o zesilovačích a počítačích.

L

Nejnovější

Hodnocení uživatelů: 5 / 5

Aktivní hodnoceníAktivní hodnoceníAktivní hodnoceníAktivní hodnoceníAktivní hodnocení
 

  

Úvod

V samotném úvodu musím poznamenat, že jde o částečně opravený text "Ta naše povaha česká", jehož původní název byl „I MISTŘI se mýlí, aneb 50let slepé cesty“ , který byl napaden a zdevastován, více o této skutečnosti v článku Pavel Dudek.

Je smutné, když nejsou žádné argumenty, které by bylo možno diskutovat na k tomu určeném fóru a „pochybné anonymní individua“ se seberealizují takovým způsobem. Takové chování a jeho podporování je obrazem současného morálního úpadku české společnosti a zbabělého schovávání se za anonymitu internetu. 

Mnou psaný text jsem rekonstruoval, ale převzatý článek Pavla Dudka jsem ponechal v podobě, jak ji zanechali jeho příznivci. Proto se za tuto podobu hluboce omlouvám, stejně jak za fakt, že k technickým chybám, které vznikaly nesprávným a mylným pohledem nejenom Pavla Dudka, ale i řady dalších konstruktérů na problematiku, přibyly chyby gramatické. Nicméně jde o podobu textu kterou vytvořili jeho příznivci, které si sám vychoval a na které může být právem hrdy.

Tento článek by měl trvale připomínat nejenom nesprávný technický směr vývoje zesilovačů, ale také nesprávný směr vývoje myšlení v typický české povaze, kde se v zájmu sebezviditelnění a seberealizace stále více projevuje snaha někomu ublížit, někoho pošpinit, namísto snahy o spolupráci a vzájemnou pomoc.


 

Předmluva

Tento text nevznikl proto, aby cokoliv či kohokoliv kritizoval, nebo znevažoval a degradoval něčí práci. Tento text vznikl, jako názorná ukázka rozdílných pohledu na problematiku v důsledku čehož vznikly zcela odlišné koncepce hledání podstaty problému a zcela odlišné přístupy k jejich řešení.

   

"Mistr" Pavel Dudek

V současné době je to jeden z mála českých konstruktérů, kterého uznávají "masy" Hi-Fi_stů, kteří jej často až démonizují. Pavel Dudek je konstruktérem řady zesilovačů s označením DPA, které lze považovat nejenom v českých zemích za lepší standard.

.

 

Vývoj celosvětově s nástupem digitalizace globalizace značně ustrnul i proto si zesilovače DPA drží stále své příznivce.

 

Zesilovače DPA se vyznačují:

  • Obvodovým návrhem propracovaným na úrovni doby jejich vzniku. Výkonové prvky jsou znásobeny a doplněny značným množstvím emitorových odporů.
  • Plošný spoj je dobře prostorově navržen, ale autor příliš lpí na prostorovém členění vstupní zesilovač - rozkmitový stupeň - budič - výkonová část, vše je samozřejmě doplněno mohutným relé pro odpojení reproduktorů a mohutnými filtračními kondenzátory.
  • Celkový dojem vzbuzuje monstrózní vzhled, ale celek je prostorově značně nevyvážen. Všemu dominuje mohutná vysoká zdrojová část a plošný spoj dosahuje značné délky. Nutno podotknout, že obdobné řešení používala v minulosti řada výrobců.
  • Výběr prvků je posazen do vysoké cenové hladiny, stejně tak i řada mechanických dílů, cena přestává hrát významnější roli a zesilovače se stávají spíše pozlacenými estetickými doplňky, což uživatel často zaměňuje za skutečné měřítko kvality.

 

DPA 220

 

DPA 330

 

DPA 440

 

 

DPA 880

 

 

Topologie

Topologie jednotlivých zesilovačů DPA jsou značně podobné. Pro větší výkony, lépe řečeno větší napájecí napětí jsou vstupní tranzistory diferenciálního stupně řazeny sériově, následuje rozkmitový stupeň, který budí koncové tranzistory.Proudy diferenciálním stupněm nejsou dostatečně velké, což se neblaze podílí na šířce pásma, ale i na nutnosti dalších tranzistorů před tranzistory koncovými. Na mnoha místech jsou pro zlepšení lokální stability přidány blokovací kapacity, které se rovněž neblaze podílí na šířce pásma. 

 

Limitace

Limitace jako taková byla u Pavla Dudka předmětem značného zájmu, vycházeje z mylných poznatků, že ostrá limitace je tím hlavním nedostatkem tranzistorových zesilovačů a elektronkové jsou výrazně lepší právě měkkou limitací.Výsledkem řešení Pavla Dudka, stejně jak dalších konstruktérů, kteří vycházeli z mylných poznatků je dosažení postupné limitace u tranzistorových zesilovačů. 

 

"Teď detaily limitace: Okamžik Konzultační podpora VAS na menší zesílení, 1 kHz ..."

     

 

"1 kHz," pravá "limitace ..."
 

 

Jde opravdu o limitaci?

Mnohé poznatky a následné úsilí vycházelo z představy, že hlavní podíl na odlišnosti zvuku, na tom čemu mnozí říkají Tranzistorový zvuk, nese právě odlišná limitace. Pak vyvstává zásadní otázka, proč se neustále poslouchá, a poslouchaly zahlcené zesilovače, proč se nezvolila nižší intenzita zvuku, nebo nepoužily výkonnější zesilovače, čímž by se jejich pracovní oblast vyhnula limitaci a vše by bylo v naprostém pořádku.

Ne, uživatelé nebyli tak hloupí, ale zvuk vykazoval u některých zesilovačů stále stejné vady a snížení hlasitosti to nevyřešilo. Značné zlepšení přineslo až CD, tyto nahrávky se jevily výrazně lepší a kvalitnější. Na druhou stranu však Hi-Fi_sti stále tvrdí, že CD je výrazně horší jak stařičký vinyl či magnetofon o živém koncertu nemluvě.

 

Postupná limitace

Řešení limitace je sice pěkné, ale o limitaci defakto nejde, nikdo by neměl trvale zesilovač v limitaci provozovat. Naopak takové řešení postupné limitace zasahuje do signálu mnohem dříve jak limitace standardní a v konečném důsledku dochází ke zkreslení již při menších úrovních signálu, než u neřízené limitace.

 

Kompresory a limitéry

Najdou se i takoví, kteří mají panickou hrůzu s jakékoliv limitace a vřadí do cesty například limitér, který upraví tvar signálu tak, aby k limitaci nemohlo dojít. Nejde však o naprosto geniální zařízení, jde pouze o zařízení, které zkreslí signál ještě dříve, než se do zesilovače vůbec dostane a pak máme zaručené zkreslení limitací, pro všechny polohy nastavení hlasitosti.

 

Tudy cesta opravdu nevede!

Ano, právě takový výsledek lze dovodit od rozboru všech možných řešení, ale hlavně příčin. Chyba není a nemůže být v limitaci, když v zesilovači nebude nastávat, odlišnost zvuku je zapříčiněna zcela něčím jiným.

 

Ultra_lineární a nízko_šumové tranzistory?

Úmyslně jsem slovo lineární povýšil na ultra_lineární, neboť je řada konstruktérů, která se za každou cenu snaží použít co nejlineárnější výkonové tranzistory a zastává názor, že jen tak lze dosáhnout minimálního zkreslení. Obdobně je to i s tranzistory nízko_šumovými.Lineární tranzistory mají samozřejmě kladný vliv na celkové zkreslení, většinou je ale jejich cena neúměrně vysoká a jde spíše o marketingovou záležitost, neboť každý tranzistor je ve své podstatě nelineární prvek. Je pouze na konstruktérovi, kterou část charakteristiky využije, v konečném důsledků je podíl vlastní linearity naprosto bezvýznamný, obzvláště když zesilovač přemostíme velmi silnou zápornou zpětnou vazbou.Nízko_šumové tranzistory mají svou optimální pracovní oblast většinou při proudech menším než 1mA.

Stejně jak u lineárních tranzistorů jde většinou o marketingovou záležitost z dob minulých, kde byl podíl šumu výrazně vyšší jako dnes u stejných polovodičových prvků vyráběných vyspělejšími technologiemi. Krom daně v malém proudu musíme ještě zaplatit daň v podobě malého závěrného napětí.Výběr tranzistorů pro vstupní diferenciální dvojici, která byla napájena větším napětím, byl značně komplikovaný. Konstruktéři z dob dávno minulých, kteří zůstali u nízko_šumových tranzistorů se potýkají s řešením malého závěrného napětí pomoci sériového řazení tranzistorů. Přínos nízko_šumových tranzistorů se pomalu vytratil, pokud jaký kdy byl. Podíl šumu pro velké úrovně zpracovávaného signálu, které se v koncovém zesilovači používají, je naprosto bezvýznamný, jak zjistíme později, jde opět o řešení naprosto nevhodné. 

 

Fakta, jen fakta a zase jen fakta

Abychom se nebavili jen tak abstraktně, podívejme se problematice přímo do očí. Jak jsem již uvedl, pro tento účel mi nejlépe poslouží práce pana Pavla Dudka. Abych nemohl být nikým obviněn, že jsem cokoliv vytrhl ze souvislosti, rozhodl jsem se zde citovat celý jeho text. (Jak jsem již uvedl v úvodu je podoba tohoto textu ponechána ve zdevastované podobě.)

 

Pavel Dudek, listopad 1997:

"Základní parametry zesilovače výkonu

Výstupní výkon

Otázku, jaký výkon zesilovače je zvolit Nutno upřesnit o požadavek, jak "VERNOU" Potřebujeme reprodukci, Jinými slovy, Jakého maximálního akustického tlaku v daném poslechovém prostoru dosáhnout.Chceme Potřebujeme-li např. reprodukovat symfonický orchestr v plné dynamice, Musí být reprodukční řetězec schopný dodat Maximální akustický tlak asi 115 až 120 dB Samozřejmě totéž platí i pro reprodukci hudby populární (hlavně Její rockové formy). Protoze jsou známy Typické citlivosti reproduktorových soustav, tj.. asi 85 až 90 dB / 1 W pro "domácí" soustavy, asi 95 dB / 1 W pro kvalitní studiové soustavy asi 100 až 105 dB / 1 W pro ozvučovací soustavy, Snadno lze spočítat Nutné výkony. Potřebné výstupní výkony jsou proto asi 100 až 200 W pro první případ, 30 až 50 W pro druhý 10 až 20 W pro třetí. Údaje platí pro vzdálenost 1 ma protoľe platí, že akustický tlak klesá se čtvercem vzdálenosti, druhý i třetí Musíme Případ Brát jen teoretický, Nebot zde bývají poslechové vzdálenosti větší zesilovač Musí být proto patřičně výkonnější.

Zesilovače o výkonu 100 W / kanál lze proto považovat pro špičkovou domácí reprodukci jako naprosté minimum. Některým z Vás, aby Může připadat jako přehnaný požadavek, Je třeba Ovšem Uvědomit si, jaká je dynamika Běžné "hudební konzervy". Pri normálně komprimovaně nahrávce jsou dynamické špičky signálu zpravidla asi 10 až 15 dB nad střední úrovni záznamu. U digitálního záznamu, Který má větší využitelnou dynamiku, Mohou Být Tyto špičky i vyšší (záznam není Třeba tolik komprimovat). Bude-li tedy 100 W zesilovač schopen tento signál přenést bez limitace, bude střední hodnota výstupního výkonu jen asi 1 W! Vybavíte-li zesilovač indikátorem limitace, Který bude detekovat i velmi krátké špičky, budete prekvapeni, pri jak malé Subjektivní hlasitosti bude u zesilovače 100 W indikovat. Požadavek přenesení velké dynamiky signálu vede proto ke konstrukcím zesilovačů o výkonu 300 až 500 W na kanál, Nebo zesilovačů speciálně řešených tak, Aby Jejich hudební výkon Byl 3 až 5 krát větší neľ jmenovitý výkon.

 

Zkreslení

Žádný zesilovač není ideální, každý více či méně zkresluje. Zkreslení jsou různého druhu na Každé z nich je lidské ucho jinak Citlivé. Nejméně Citlivé je na zkreslení tvarové (harmonické), záleží Ovšem nejen na absolutní velikosti TOHOTO zkreslení, ale i na poměru jednotlivých harmonických složek. Zdá se, že pro ucho není přílią Citlivé na Nižší harmonické kmitočty (2. 3. Hk), Nebot je vnímá jako "přirozený" signál, coz vede Někdy PŘI poslechovém testu k paradoxní situací, že pro zesilovač takto zkreslující je hodnocen lepe neľ se zesilovač zkreslením Třeba o jeden až dva řády nižším. Elektronkové zesilovače, mající zpravidla tento druh zkreslení dominantní, bývají proto Často hodnoceny jako "muzikální" "teplé znějící", coz Ovšem nemá s "VERNOU" reprodukcí nic společného.
Vyšší harmonické ucho vnímá již výrazněji libe mu nejsou, proto zesilovač, Který zkresluje spíš vyššími harmonickými, je poslechově hodnocen Hure neľ jeho protivník, jehož zkreslení je sice Třeba absolutně větší, ale je tvořeno nižšími harmonickými.

Zkreslení intermodulační - Zpracovává-li více kmitočtu naraz (coz je samozřejmě Případ hudby), Dochází vlivem nelinearity zesilovacích součástek ke směšování (Sčítání odečítání)) těchto kmitočtu. Výsledné produkty nemají harmonický charakter ucho vnímá je proto velmi Citlivé.

Zkreslení Přechodové - vzniká u zesilovačů třídy B a AB. Nemá harmonický charakter protoľe bývá zpravidla dominantní složkou zkreslení, je na ně velmi Citlivé ucho. Popis vzniku uvedu dále. Podobný charakter má, subjektivně vnímáno, i zkreslení Pri "lehké" limitaci výstupního signálu.

Zkreslení tranzientní - vzniká u vícestupňových zesilovačů (coz jsou vlastně všechny Výkonové zesilovače), svázaných celkovou zpětnou vazbou, kdyľ PŘI návrhu Zapojení Nebyla respektována různá rychlost jednotlivých zesilovacích součástek. Přesný popis vzniku uvedu dále.

 

Rychlost přeběhu (Slew sazba - SR)

Rychlost přeběhu zesilovače vyjadřuje Maximální dosažitelnou zmenu velikosti výstupního napětí za danou časovou jednotku. Bývá zpravidla udávána ve voltech za mikrosekundu. Tento údaj vlastně nepřímo vyjadřuje výkonovou šířku pásma zesilovače, prípadne i fázový posuv na Horním Konci přenosové charakteristiky. Obecně platí, že čím větší má zesilovač výkon, neboli čím je větší výstupní napětí, tím by mel Mít větší rychlost přeběhu.

 

Odstup

Zavedení digitálního záznamu, zvláště pak jeho Dosažené odstupy, si vynutilo zvýšenou pozornosť na tento parametr iu výkonových zesilovačů. Protoze ale nominální citlivosti těchto stupňů nebývají veliké, nečiní Dosažení srovnatelného odstupu zpravidla potíže. Pri vlastním konstrukčním návrhu Nejčastěji jsou problémy s odstupem brumu, ať již indukovaným Nebo vzniklým díky zemním smyčkám. Zásady správného návrhu popisu dále.

 

Vstupní impedance

Vstupní impedance výkonových zesilovačů se postupně Behem let snižovala. Původní velikosti Řádu kiloohmů až stovek jednotek megaohmů se ukázaly jako zbytečné velké Spíše přinášející problémy (zesilovač je více citlivý na indukovaný brum průnik vysokofrekvenčního signálu). Nynější Typické hodnoty jsou proto Řádu jednotek až desítek kiloohmů (doporučená hodnota je IEC 10 kohm), v některých případech i menší (až 50 ohmů). Souvisí to se zkvalitňováním předzesilovacích stupňů, Zejména se zavedením zesilovačů monolitických operačních, jejichľ výstupní impedance je velmi malá není proto problém, Aby pracovaly do malé zátěže.

 

Výstupní impedance

Výstupní impedance moderních zesilovačů je velmi malá, typický až jednotky miliohmu. Výrobci Někdy je uváděna jako faktor tlumení (damping factor), coz je Vyjádření poměru mezi výstupní zatěžovací impedancí. Je kmitočtově závislá, směrem k vyšším kmitočtům se zvětšuje.

 

Druhy provozu, třídy zesilovačů

Základním druhem provozu zesilovače je třída, kdy je pracovní bod Zvolen tak, Aby klidový hrdý koncového stupně Byl Roven maximálnímu výstupnímu proudu. Výstupní součástky proto Pracují s Velkou trvalou ztrátou, Účinnost zesilovače je malá, coz Je ovšem jeho jediná nevýhoda. V tomto pracovním rezimu Zcela odpadá Přechodové zkreslení, Výkonové součástky Pracují v oblasti velkých proudu, Mají proto dobrou linearitu a jejich vlastní zkreslení je proto malé. Napájecí napětí v Závislosti na vybuzení nekolísá, budící stupeň Může Mít stabilizované napájení, coz je výhodné z hlediska odstupu zkreslení. Zesilovače takto řešené Ovšem jsou velmi nakladne, Nebot Musí Mít podstatně více dimenzované síťové transformátory a mnohem větší filtrační kapacity ve zdroji. Mnohem rozměrnější (a tím i dražší) musí být i použité Chladiče. Tato koncepce zvítězila proto Těch opravdu jen u nejdražších přístrojů.

Mají mnohem lepší Účinnost zesilovače Pracující ve třídě B, popřípadě AB. Nevýhodou Je ovšem vznik přechodového zkreslení, jehož Eliminace je velmi obtížným problemem.

S elegantním řešením, Které spojilo výhody třídy (Přechodové zkreslení) a třídy B (Účinnost), prišla asi před patnácti lety firma Treshold. Jejich koncepci, nazývanou třída A +, Nebo take Stasis, převzaly po zakoupení licence (asi velmi drahé) i firmy Nakamichi technika. Princip Zapojení (obr. 1) je v podstate velmi jednoduchý.

V zesilovači jsou dva zdroje napájecího napětí. Velkym napětím je napájen napěťový zesilovač Prvního stupně výkonový zesilovač druhého stupně. Malým napětím je napájen proudový zesilovač (výstupní obvody) Prvního stupně. Zdroj malého napětí nemá uzemněný střed, Který je místo toho zapojen na výstup druhého výkonového zesilovače. Zesilovač proudu pracuje ve třídě A, nemá proto Přechodové zkreslení, ale protoľe je napájen jen Malým napětím, je ztrátový výkon malý. Střed zdroje malého napětí je soufázově se vstupním signálem "posouván" výstupem druhého výkonového zesilovače, Který pracuje v třídě B, Jinými slovy, zdroje malého velkého napětí jsou vlastně zapojeny do série, Prvního Takže výstupní napětí zesilovače je Stejné jako výstupní napětí zesilovače druhého Malým není limitováno napájecím napětím proudového zesilovače. Podmínkou je Ovšem Zcela přesná fázová charakteristika obou zesilovačů. Výsledkem je jen nepatrně zhoršená Účinnost oproti třídě B, nevýhodou je větší složitost Zapojení větší (vlastně dvojnásobné) náklady. Většímu rozšíření (kromě cenových důvodů), pravdepodobne zabránila Licenční politika autorské firmy.

Jinými Způsoby řešení eliminací přechodového zkreslení se zabývali předevąím japonské firmy. Principy zpravidla spočívaly v zavedení lokálních zpětných vazeb, kladných, záporných i kombinovaných, měnících klidový hrdý nesymetricky v obou větvích zesilovače. Problematika je dosti složitá, nebudu se o ní rozepisovat Podrobněji (ostatné se ani necítím Dostatečné znalým).

Za nejlepší princip osobně považuji obvodové řešení v angličtině označované jako "korekce chyb", jehož autor není Japonec, ale Anglican, pan Hawksfort. Jeho články myšlenky jsou vždy naprosto dokonalé doporučuji proto se na toto jméno v dostupné literatuře soustředit. Chybová korekce spočívá v Použití lokální zpětné vazby, eliminující Přechodové zkreslení v samotném místě jeho vzniku, tj.. ve výstupním budícím obvodu. Popisované řešení je natolik Účinné, že pro zmenší toto zkreslení minimálně o jeden řád.

Požadavek zvětšení hudebního výkonu vedl ke konstrukcím zesilovačů označovaných jako třída G. Princip je odvozen ze statického Vyhodnocení přirozeného hudebního signálu, Jinými slovy Vyhodnocení poměru střední špičkové úrovně, prípadne časovým rozložením špičkových úrovni. PŘI něm Vychází se z poznatku, že pro špičky "CNI" ze signálu poměrně osamoceně a ze je proto zbytečné zesilovač dimenzovat na sinusový úrovně Jejich výkon, kdyľ střední hodnota je mnohem Nižší. Zesilovač je proto Resen tak, že pro jeho koncové tranzistory jsou zapojeny do série do série jsou zapojeny i napájecí zdroje (v Každé větvi). Pri malých výstupních úrovních je energie čerpána ze zdroje s nižším napětím výstupní hrdý prochází jen spodním tranzistorem. Pri vyšším výstupním napětí se otevře i tranzistor Horní energetická špička je čerpána ze zdroje vyššího napětí. Tento zdroj Mít Musí proto Velkou filtrační kapacitu (akumulátor energie), ale vinutí napájecího transformátoru Může Mít jen malý průřez, neboli velký vnitřní odpor. Prodleva mezi špičkami je dost velká, proto dovolí znovu nabít filtrační kondenzátor. Síťový transformátor Může proto Být malý laciný. Pri přechodu do sepnutí vyššího napájení vzniká ale bohužel jistě zkreslení, Které je podobné zkreslení přechodovému. Není sice tak slyšitelné, Nebot je maskováno větší úrovni, ale právě z tohoto důvodu zesilovače řešené popsaným zpusobem do vyšší kategorie nepronikly. Ze známých firem používá tento princip napriklad firma Carver, who navic používá v napájecím zdroji ještě Jednu "fintu", o Které se ale zmíním dále.

Posledním řešením je spínací zesilovač se šířkovou modulací. Princip je myslím Dostatečné znám, proto jej nebudu popisovat. Výhodou je vysoká energetická Účinnost ní plynoucí malé rozměry přístrojů, čehož se s výhodou využívá u mobilních ozvučovacích aparatur. Nevýhodou jsou problémy s dostatečným vyzařování vf odstíněním, Které Tyto přístroje produkují, prípadne i relativne velké zkreslení na vysokých kmitočtech. Princip bude pravdepodobne v budoucnosti dále rozvíjen, až Budou k dispozici Výkonové spínače s ještě kratšími spínacími časy.

 

Obvodová vlastní řešení

Výkonový zesilovač má zpravidla blokové schéma na obr.. 2. Prvním stupněm je vstupní zesilovač, řešený zpravidla jako diferenciální, druhým stupněm je napěťový zesilovač, dalším obvod pro nastavení stabilizaci klidového proudu koncového stupně. Následuje pojistka pro Omezení maximálního výstupního proudu konečně vlastní zesilovač proudu. Celý zesilovač je pak svázaný napěťovou Nebo proudovou zpětnou vazbou.

 

Vstupní zesilovač

Hlavní Požadavky na vstupní zesilovač výkonového stupně jsou zhruba následující: dobrá linearita potlačení soufázové Složky, vysoká rychlost, teplotní stabilita. Z běžných Zapojení těmto požadavkům Nejlépe vyhoví diferenciální zesilovač osazený bipolárními křemíkovými tranzistory s velkym zesilovacím činitelem, o něco méně vhodné jsou tranzistory Řízené polem to ještě jen ty typy s Velkou strmostí.

Linearita diferenciálního zesilovače osazeného moderními křemíkovými tranzistory zpravidla vyhovuje, ale pro opravdu nejvyšší nároky lze tento parametr vhodným zapojením dále vylepšit, jak je velmi podrobně popsáno v [3]. Pro dobrou rychlost TOHOTO stupně volíme vhodný pracovní bod neboli Spíše větší pracovní hrdý (řadové jednotky mA). Zvětšuje se tím zpravidla i suma, ale na PŘI dane citlivosti výkonového zesilovače moc nevadí.

Mnoho moderních výkonových zesilovačů používá tzv.. celosymetrické Zapojení, tj. zesilovací řetězec není komplementární jen ve výstupní budící části, ale iv předchozích stupních. Toto řešení má Jednu Velkou výhodu. Vstupní rozkmitové stupně Pracují sice s tranzistory komplementárními jsou proto z hlediska ss napětí zapojeny v Nintendo Wii, ale protoľe Pracují v třídě, z hlediska střídavého signálu Pracují paralelně. Použijeme-li proto na patřičných zrcadlových místech součástky se stejnými parametry, bude tímto zpusobem velmi dobře potlačeno vzniklé zkreslení, Nebot to se sečtením signálu obou větví vyruší.

Jako vstupní zesilovač Je možné Použít i dobrý monolitický operační zesilovač. Zdůrazňuji dobrý zesilovač, s vlastním zkreslením Řádu tisícin procenta menším.

 

Napěťový zesilovač

Úkolem napěťového zesilovače je zesílení vstupního napětí na úroveň potřebnou k plnému Otevření výkonových tranzistorů. Musí být navržen tak, Aby mel dobrou linearitu, Vysokou rychlost přeběhu malou výstupní impedancí. Spolu se vstupním zesilovačem Musí Mít tento stupeň vysoký zisk naprázdno, prípadne i Velkou Siri přenášeného pásma. Podmínku vysokého zisku naprázdno Snadno lze splnit na nízkých kmitočtech. Se zvyšováním kmitočtu Ovšem narůstají problémy. Zatěžovací impedance následujícího stupně nemá Pouze reálnou složku, ale take Velkou složku kapacitní (kapacita přechodů BE, kapacita plošných spojů). Současné se začnou uplatňovať i zpětnovazební (Millerovy) kapacity samotného napěťového zesilovače. Výsledkem je Postupný Pokles zisku směrem k vyšším kmitočtům, rezerva smyčky záporné zpětné vazby se začne zmenšovat narůstá proto zkreslení.

Nesmírně důležitým parametrem kvalitního nf zesilovače je jeho chování v limitaci. Tuto problematiku Musíme probrat detailněji., Nebot si osobně myslím, že to je jedna z hlavních příčin, proč jsou mezi zesilovači zjistitelné poslechové Rozdíly ..

Vycházejme z předpokladů, že pro každý výkonový zesilovač občas pracuje v limitaci. Co se v te chvíli stane: Zesilovač je sestaven z několika funkčních celků, Které Mají Různý Mezní kmitočet. Vstupní rozkmitové stupně jsou osazeny tranzistory s mezním kmitočtem o jeden až dva řády vyšším neľ Mají Výkonové tranzistory. Pri limitaci ve vnitřní Strukture zesilovače začne zpravidla nejprve limitovat výkonový stupeň. Protoľe tím Okamžitě ztratí Schopnost řízení, zesilovač se začne chovat tak, jako by byla rozpojena Zpětná vazba. Zesílení se prudce zvětší, do limitace se dostane i rozkmitový stupeň, jehož Bazovyj přechod je nyní buzen předchozím stupněm do Hluboké Saturace, do Hluboké Saturace se proto dostane i výkonový stupeň. V okamžiku, kdy se Změní polarita vstupního signálu, jsou bázové přechody vąech stupňů přesyceny nosiči nábojů, jejichľ rekombinace je ale různě dlouhá, z limitace se nevracejí ve Stejný Okamžik Nejdelší dobutamin na trvá právě výkonovému tranzistoru. Částečně lze tento jev potlačit vnitřní kmitočtovou kompenzací rozkmitového stupně, aby buď Přímo v něm, Nebo zavedením zpětné vazby Přímo do vstupního zesilovače. Tento Způsob není ale nikdy Dokonalý navic, coz je velmi špatné, zmenšuje zisk naprázdno na vysokých kmitočtech, čímž prudce vzrůstá zkreslení. Saturace ve vnitřní Strukture zesilovače se projeví oním typickým "odtržením" a zákmity PŘI odběhu z limitace. Toto zkreslení nemá harmonický charakter, perioda zákmitu je dana dobou rekombinace velikostí různých vnitřních kapacit, lidské ucho je na ně proto velmi Citlivé. Subjektivně si ani nemusíme uvědomovat, že pro zesilovač limituje, Vždyť "máme k dispozici tak velký výkon hrajeme tak Potichu", ale opak je pravdou - viz úvod (při velmi malých hlasitostech se uplatní zase Přechodové zkreslení, ale o tom až dále).

Osobně si myslím, že proto se tak líbí elektronkové zesilovače, Nebot zde se popsaný jev zdaleka tak neuplatní. Tyto zesilovače Pracují s podstatně menším ziskem naprázdno, všechny stupně jsou přibližně stejne rychlé a je jich méně. Polem Řízené prvky nemají saturaci, Mají proto velmi krátké rozpínací časy. Převodní charakteristika elektronek je v kraji navic velmi zakřivená, limitace není proto ostrá, ale zakulacená, coz má ucho Rado. Také výstupní transformátor nepřenáší dobře vysoké kmitočty, čímž se tento jev dále potlačí.

Nepochopení problematiky vede nyní různé výrobce k tomu, Aby konstruovali zesilovače s Malým ziskem naprázdno az toho plynoucí malou nebo i žádnou celkovou zpětnou vazbou. Protoľe se od elektronkových zesilovačů Jaksi odvodilo obecné povědomí, že "malá vazba = pěkný zvuk," uvádějí na výrobci iu takto řešených zesilovačů tranzistorových, coz i patřičně v reklamě zdůrazňují. Ovšem pravda je ta, že pro Tyto zesilovače Mají díky tomu o jeden až dva řády větší základní zkreslení ai další nectnosti, jako napriklad špatnou stejnosměrnou stabilitu.

Řešení problematiky je po pochopení problému prosté elegantní. Nutné je totiž zabránit saturaci výstupních tranzistorů, prípadne potlačit hlubokou saturaci rozkmitového stupně. Saturaci koncového stupně Můžeme zabránit dvěma Způsoby. Prvním je napájet je vyšším napětím neľ předchozí stupně, druhým (Který je v podstate jen variantou Prvního) zkonstruovat zesilovač tak, Aby limitoval dříve stupeň rozkmitový. Snazší je lacinější Způsob druhý. Oba Způsoby sice nepatrně zhorší účinnosť, ale pro praktický vůbec nevadí.

Potlačení Saturace rozkmitového stupně lze elegantně vyresit Nelineární zavedením zpětné vazby, jak je naznaceno na obr.. 3. Pri malých úrovních výstupního signálu se dioda v obvodu nijak neuplatní (jen Její parazitní kapacita, ale ta je zanedbatelně malá). Ve chvíli, kdy se ale kolektorové napětí T3 přiblíží napětí UB, dioda se otevře Téměř skokové zesílení se zmenší. Stejnou Mérou se zmenší i zesílení celeho zesilovače, nedojde proto k saturaci ani následujícího stupně. Výsledkem jsou Zcela perfektní průběhy PŘI odběhu, navic je ještě limitace podobná přístrojům elektronkovým, Nebot dioda má v propustné směru Charakteristické "koleno".

Behem let jsem vyzkoušel Mnoho variant vstupních rozkmitových obvodů, symetrických i nesymetrických. Nesymetrická řešení jsem nakonec opustil, Nebot PŘI opravdu detailním Zkoumání zjistíte, že pro nemají symetrické náběžné hrany v obou půlperiodách (zesilovač nemá symetrický SR), coz je způsobeno různým vlivem zpětnovazební (Millerovy) kapacity PŘI měnícím se kolektorovém proudu rozkmitového stupně.

Nejlepší řešení jsem nakonec nalezl v [4], prípadne v [5] [6]. Zapojení Z uvedených publikací jsem ještě dále vylepšil o výše zmíněnou zpětnou Nelineární väzbu, Takže výsledkem je podle mého názoru Zcela špičkový vstupní rozkmitový stupeň.

Základní Zapojení ukazuje obr.. 4. Pracovní tělo TOHOTO stupně vypočteme následovně: 

1) zvolíme hrdý I0 (např. 2 mA)

U1 = (I0 / 2) * R1

U2 = (I0 / 2 + I2) * R2

ze vztahů U1 = U2 plyne: R1/R2 = (I2 + I0 / 2) / (I0 / 2) = I2 + 1

Zvolíme-li např. pracovní hrdý I2 = 10 mA, vyplývá z toho, že pro R1/R2 = 10 + 1, nebo-li R2 = R/11.
Hrdý I2 volíme jako kompromis mezi dobrou linearitou nízkou výstupní impedancí na jedne strane ztrátovým výkonem T4 na strane druhé. Poměr proudu I1 ku I2 volíme asi 1: 5 až 1: 10 (podle toho volíme odpor rezistoru R3). Odpor rezistoru R1 volíme tak, Aby napětí UCE tranzistoru T3 bylo asi 3 V.
 

Tranzistor T3, zapojený jako emitorový sledovač, zmenšuje Zatížení kolektorového obvodu T1 (zvětšení zisku naprázdno). Tento stupeň Musí být osazen velmi rychlím tranzistorem, z našich typu vyhoví Praktický všechny typy spínací KSY, i kdyľ Zapojení pracuje Samozřejmě je tranzistorem KC (BC). Na místě T4 je vhodné Použít rychlé vysokonapěťové "video" transistory, např. KF469/KF470, BF469/BF470 Nebo BF471/BF472 atd. ..

R4C1 v kolektorovém obvodu T1 Poněkud zmenšuje zisk zesilovače na velmi vysokých kmitočtech zlepšuje proto jeho stabilitu. Stejnou funkcí Mají C2, C3, C4. Jejich kapacita je oproti Ovšem Běžné používaným několikanásobně menší, ale zesilovač je presto velmi stabilní (díky antisaturačním diodám).

Antisaturační obvod jsem dále vylepšil přidáním D1 D2 (na místě Jejich Je možné Použít jedinou LED-červenou). Jejich použitím se posune Otevření D3, coz dovede funkcí TOHOTO obvodu k naprosté dokonalosti.

 

Výstupní obvody

Úkolem výstupního obvodu je Výkonové zesílení napětí dodávaného rozkmitovým stupněm. Nároky na tuto část zesilovače jsou značné. Výkonové součástky Musí pracovat s velkými proudy i napětím, navic ve velkém rozsahu teplot. Probereme si nyní Podrobněji vlastnosti vąech součástek, použitelných na tomto místě.

 

Elektronky

Elektronky Mají sice jistě výhody (viz předchozí statě), ale Mají Jednu velikou nevýhodu. Díky relativne malé ploše katody je emisní Jejich Maximální anodový hrdý malý, coz vede PŘI standardních zatěžovacích impedancích k nutnosti paralelního řazení více systémů Nebo k použití výstupního transformátoru. Vyrobit Ovšem transformator velkého výkonu s dobrou přenosovou charakteristikou Řádu Řádu desítek kilohertz je velmi obtížný problém. Další nevýhodou je neexistence "komplementárního prvku" malá Účinnost zesilovače jako celků (velké Žhavící příkony).

 

Výkonové bipolární tranzistory

Výkonové bipolární tranzistory jsou Nejčastěji používanými součástkami. Sortiment vyráběných typu je nesmírně široký neklade proto Praktický žádná Omezení, Samozřejmě Krome cenových. Špičkové typy Mají ztrátový výkon 150 až 250 W, závěrné napětí 200 V i více, povolený kolektorový pyšní 20 až 30 Mezní kmitočet až 50 MHz.

Nevýhodou bipolárních tranzistorů je Jejich Kladného koeficient kolektorového proudu v Závislosti na teplotě PŘI konstantním napětí UBE.Tuto závislost Nutné je respektovat PŘI vlastním návrhu, coz vede k použití různých teplotních vazeb, bez nichž je zesilovač Většího výkonu Zcela jistě autodestrukční (klidový pyšní se zvětšuje až do samotného zničení tranzistoru). Další nevýhodou je relativne malá bezpečná pracovní oblast (bezpečné pracovní plochy - SOAR). Tento parametr uvádějí výrobci u každého konkrétního typu tranzistoru podle ného lze určit Maximální proudové Zatížení PŘI určitém napětí UCE, prípadne i jeho časové omezení. Z grafu typického výkonového tranzistoru lze vyčíst, že pro PŘI velkých napětích UCE je povolený kolektorový hrdý menší, neľ by odpovídalo prostému výpočtu odvozenému z katalogové kolektorové Ztráty. Proč tomu tak je: vlivem nehomogenity ve vnitřní Strukture se zvětšuje v místech lepší vodivosti proudová hustota. Díky kladnému teplotnímu koeficientu má v těchto místech proces tendenci proběhnout lavinovitě, čímž se tranzistor zničí. Rychlost procesu se zvětšuje se zvyšováním napětí UCE, prípadne koreluje s délkou trvání proudového impulsu. Většího zesilovače středního výkonu, tedy obvody Pracující s vyšším napětím, se Musí proto navrhovat, je ohledem na tento parametr (volba typu výkonového tranzistoru), jinak řečeno, Musíme Výkonové tranzistory zdánlivě velmi předimenzovat Nebo Použít modernější typy s vylepšenou stoupat.

Další problém vyplývá ze samotné podstaty tranzistoru. Aby obvodem kolektor-emitor protékal hrdý, Musí být v přechodu být přítomny nosiče náboje. V okamžiku odpojení řídícího napětí BE nosiče náboje rekombinací zaniknou. Tento proces není okamžitý, má jistou časovou prodlevu, who je úměrně delší, je-li přechod saturován (je-li Přítomno nosičů více neľ odpovídá okamžitému kolektorovému proudu). Ve výkonovém zesilovači se tento jev uplatňuje velmi negativně. Pri dvojčinném Zapojení protéká hrdý střídavě z obou větví napájecího zdroje přes Výkonové tranzistory do zátěže. V okamžiku průchodu nulou by se mel právě funkční tranzistor uzavřít, díky popsanému jevu ale zůstává ještě pootevřený protoľe se začíná otevírat tranzistor opačné větve, hrdý neprotéká jen do zátěže, ale i do druhé větve napájecího zdroje (tzv. příčný hrdý). Zdroj je více zatěžován neľ odpovídá odevzdanému výkonu zátěží, tento Rozdíl Musí se rozptýlit ve výkonových tranzistorech, neboli klesá Účinnost zesilovače. Na nízkých kmitočtech jednotek Řádu kilohertzů se jev přílią neuplatní, ale již od asi 10 kHz je Jasně patrný. Pri buzení zesilovače signálem o velmi strmých náběžných hranách Nebo PŘI buzení do silné limitace (nemá-li zesilovač antisaturační obvod), kdy můľe být rekombinační čas delší neľ náběžná čí Sestupná hrana impulsu, příčný hrdý Může způsobit i zničení zesilovače.

 

Tranzistory VMOS

Nejmodernějšími součástkami používanými ve výkonových zesilovačích jsou tranzistory Řízené polem. Jejich vlastnosti jsou v chutná ohledech výhodné, ale protoľe se Stále znovu a znovu v různých publikacích dočítám spoustu "pověr", vyplývajících autorovi zpravidla z nezkušenosti, pokusím se Jejich parametry Podrobněji popsat.

Hlavní přednosti těchto součástek je vysoká vstupní impedance řídící elektrody. Tato vlastnost, vyplývající ze samotné funkce výrobní technologie, platí Ovšem jen pro statická měření, prípadne pro nízké kmitočty. Jejich vstupní impedance nemá ale jen reálnou složku, ale i poměrně Velkou kapacitní složku. Interní struktura výkonového tranzistoru MOSFET obsahuje obrovské Množství paralelně spojených malých tranzistorů. Po sečtení vstupních kapacit je Typická celková kapacita GS stowattového latelárního tranzistoru vodivosti N asi 600 pF asi 1000 pF u vodivosti P, Nebot Tyto typy potřebuji na Dosažení přibližně stejných parametrů větší plochu vlastního ČIPU. Modernější tranzistory vyráběné technologií HEXFET Mají vstupní kapacity ještě větší, přibližně DVOJ až trojnásobně (při ztrátě Stejné PD). Řídící plochy vąech "minitranzistorů" jsou spojeny napařenými vodivými cestami, jejichľ tloušťka je ale velmi malá vlastní odpor je proto relativne velký. U "klasických" tranzistorů, jistě všem dobře známých, typu 2SK134/2SJ49 (Hitachi), je napriklad tento odpor asi 60 ohmů, typu u modernějších, vyráběných jinou technologií (BUZ, KUN, IRF aj..), Je to asi 20 Ohm. Tento odpor spolu se vstupní kapacitou GS Rozhodující Mérou určují spínací rozpínací časy těchto tranzistorů.

Chceme-li proto úplně využiť rychlosti těchto součástek, budící stupeň Musí být schopen dodat poměrně velký hrdý. Uvedeme si jednoduchý příklad: Chceme nabít kondenzátor 1000 pF (přibližný ekvivalent VMOS s kanálem P) na napětí 30 V (coz je špičková velikost výstupního napětí zesilovače 60 W na zátěží 8 ohmů) při kmitočtu 40 kHz.

Potřebujeme pyšný: I = SR * C

Kde SR = w * Ušpič. C je kapacita nabíjená.

Vypočteme SR: SR = 2 * p * 40 * 103 * 30 = 7,5 W / μSec

Potrebný pyšný je proto: I = 7,5 * 105 * 1000 * 10-12 = 7,5 mA

Vypočtený hrdý, prípadne rezervu schopnosti jeho dodání budícím stupněm, Musíme ještě asi pětinásobně zvětšit pro Dosažení malého zkreslení.

Z příkladů je vidět, že pro budící stupeň Musí být schopen dodat hrdý bezmála srovnatelný s proudem pro buzení bipolárních tranzistorů. Tento fakt Obzvláště vynikne u zesilovačů větších výkonů, kde je použito paralelní řazení tranzistorů FET a kde je vyšší napájecí napětí. Využijeme-li Ovšem Plně dosažitelné rychlosti těchto součástek, velmi se zvětší náchylnost k nestabilitám oscilacím, čehož se, jak Zdá se, někteří výrobci obávají. Problém oscilací je výkonových "Fetu" značný. Je zapříčiněn vlastní rychlostí Velkou vstupní impedancí, Takže se mnohem více uplatňují různé kapacitní vazby na desce s plošnými spoji indukčnost přívodů k elektrodám, nicmene problém PŘI dodržení jistých konstrukčních zasad lze vyresit.

Dalším důležitým parametrem je odpor DS v sepnutém stavu, tj.. tehdy, má-li napětí UGS Maximální velikost garantovanou výrobcem. Tento odpor je u starších typu asi 1 až 2 ohmy (2SK134/2SJ49k), u novějších typu je to asi 0,05 až 1 ohm. TOHOTO ovlivňuje velikost odporu (zmenšuje) Účinnost zesilovače, coz je výrazně patrné Obzvláště u starších typu nižších zatěžovacích impedancích (4 až 2 ohmy). Napriklad je-li RDSON = 1 Ohm, vzniká průtokem proudu 5 A ÚBYTEK 5 V, nebo-li ztráta činní 25 W. Dobrý bipolární tranzistor má ÚBYTEK napětí kolektor-emitor PŘI tomto proudu asi 1 V, nebo-li ztrátu jen 5 W. Důsledkem TOHOTO jevu je to, že pro zesilovač osazený tranzistory VMOS Musíme napájet (pro Dosažení stejného výkonu) vyšším napětím, Musí Mít více dimenzovaný napájecí zdroj Chladiče větší.

Nejvíce "pověr" panuje kolem teplotní Závislosti proudu IDS PŘI konstantním napětí UGS. Zpravidla Je možné se dočíst, že pro tento koeficient je záporný, nebo-li, ze se stoupající teplotou klesá hrdý IDS. Skutečnost je ale jiná: Pri malých proudech je koeficient Kladného teprve PŘI větších, au některých typu velmi velkých, je záporný. Optimální jsou v tomto ohledu klasické typy Hitachi, Nebot Mají nulový koeficient PŘI proudu IDS asi 100 mA, coz velmi usnadňuje vlastní konstrukci proto jsou stále ve velké oblíbe. Novější typy jiných firem, vyráběné technologií HEXFET (BUZ, KUN, IRF nové Hitachi) Mají nulový koeficient PŘI proudu 3 až 5 (tranzistory s PD = 75 W), prípadne 15 až 25 (PD = 150 W). Pri Použití novějších typu Musíme proto zavést stejnou teplotní väzbu jako u bipolárních tranzistorů.

Protoze je ale u vąech typu teplotní koeficient PŘI velkých proudech záporný, nenastává u nich lokální přehřátí jako u bipolárních tranzistorů, je lepší SOAR tranzistory můľeme impulsně více zatěžovat. Tento fakt, spolu s relativne velkym RDSON, hlavně u starších typu, vede k velmi jednoduchým konstrukcím proudové pojistky, who spočívá Pouze v Omezení velikosti řídícího napětí UGS Zenerovou diodou. Novější typy Musí Mít Ovšem proudovou pojistku řešenou stejne jako bipolární tranzistory, Nebot Jejich RDSON je již velmi malý.

Velkou výhodou "Fetu" jsou velmi krátké rozpínací spínací časy, Nebot Jedná se o součástky Řízené polem, Takže jev rekombinace nosičů náboje u nich nevzniká. Tento fakt Umožňuje stavbu zesilovačů, jejichľ SR je až 300 V / ms, Jinými slovy s výkonovou šířkou pásma až Několik Mhz, jak je dobře popsáno v [7].

 

Přechodové zkreslení

Žádná zesilovací součástka se nechová ideálně. Převodní charakteristika IVÝSTUP / UVSTUP není nikdy lineární. Nelinearita je Obzvláště velká v začátku převodní charakteristiky se u vąech druhů součástek. U dvojčinného koncového stupně, pracujícího v třídě B, se tento jev projeví jako tzv.. Přechodové zkreslení. Přechází-li zesilovací součástka z otevřeného stavu do uzavřeného, sníží se vodivost ještě dříve, neľ výstupní napětí prochází nulou. Zpětná vazba se snaží tento stav eliminovat stejnou Mérou začne zvyšovat řídící napětí. Protoze ale v tomto okamžiku zesilovač pracuje v oblasti největšího SR (U / t) Musí smyčka zpětné vazby reagovat velmi rychle, coz Snadno zvládne na nízkých kmitočtech, ale podstatně Hure na vysokých kmitočtech. Pri velmi malých proudech navic klesá Mezní kmitočet tranzistoru více se uplatňuje zpětnovazební kapacita CB, čímž se popsaný jev ještě zvýrazní.

Přechodové zkreslení se proto potlačuje zvolením vhodného klidového proudu, jehož velikost volíme tak, Aby součástka pracovala v lineárnější části charakteristiky (třída AB). Jeho velikost je zpravidla Několik desítek mA u tranzistorů bipolárních, až Několik stovek mA u tranzistorů řízených polem. Někteří výrobci voli tento hrdý ještě podstatně větší, i kdyľ ne tak velký, jak by odpovídalo čisté třídě (např. zesilovače známe firmy Mark Levinson). U nich je jeho velikost zvolená tak, Aby Výkonové tranzistory pracovaly v nejlineárnější části charakteristiky, kde Mají Současné i nejlepší dynamické parametry.

Protoľe výstupní součástky Pracují ve velkém rozsahu teplot, uplatní se v třídě AB velmi znatelně teplotní závislost klidového proudu ICE IDS. V zesilovači proto Musíme zavést vhodnou teplotní väzbu do obvodu, Který tento hrdý ridi. Konkrétní řešení závisí na vlastním Zapojení použitých součástkách, pripadne na mechanickém provedení přístroje. Nelze je proto přesně specifikovat, Spíše záleží na zkušenosti konstruktéra.

 

Paralelní sériové řazení výstupních součástek

Paralelní řazení použijeme tehdy, chceme-li dosáhnout výkonů větších neľ asi 100 W, Nebo chceme-li zvětšit spolehlivost zesilovače (viz SOAR).
Použité součástky Musíme vždy vybírat, Jejich převodní charakteristika UVSTUP / IVÝSTUP Měla by Být co nejpodobnější, proudové Aby Výkonové Zatížení bylo stejnoměrně rozloženo.

Velmi Snadno lze vybírat tranzistory Řízené polem. Jejich převodní charakteristika má skoro přesný průběh kvadraticky, zvýšení vstupního napětí na dvojnásobek zvětší výstupní hrdý na čtyřnásobek. Samozřejmě se neplatí na začátku charakteristiky, kdy je závislost odlišná. U výkonových tranzistorů řízených polem začíná kvadratická závislost již od několika desítek mA proudu IDS, stačí proto tranzistory vybrat podle napětí UGS PŘI IDS = 100 mA. Záslužný můľeme staticky, jak ukazuje obr.. 5.

Všechny elektrody Musíme zablokovat kondenzátory, Nebot součástka je velmi náchylná k oscilacím (Obzvláště typy N). Zásluh PŘI větších IDS Musíme Ovšem na charakteroskopu, protoze v tomto pripade se uplatní teplotní závislost IDS. Pri statickém měření se tranzistor ohřívá a měření není přesně. Jak jsem ale uvedl, je to celkem zbytečné, coz mám ověřeno měřením několika desítek tranzistorů 2SK/2SJ. Malé tolerance v Konkrétní aplikaci dále vyrovnává záporný teplotní koeficient proudu IDS. Ještě jedna praktická poznámka: Starší typy by mely Být vybrány v toleranci maximálně 100 mV UGS PŘI IDS 100 mA, novější typy, Které Mají větší strmost, v toleranci 50 mV PŘI stejném proudu. Máme-li k dispozici Alespoň 10 kusů, nečiní problém výběr, Nebot výrobní technologie je zřejmě velmi dobrá napětí UGS kolísá od 0,7 do 1,1 V staticky rozloženo kolem Gaussovy křivky (tranzistory 2SK134). 

Obtížněji se vybírají bipolární tranzistory, Nebot Jejich strmost (UBE / ICE) je podstatně větší. Vybírání podle proudové ho zesilovacího činitele nelze Použít, protoľe v typickém Zapojení výkonového zesilovače jsou zapojeny jako sledovače emitorové jsou tedy řízený napěťově, ne proudové (na proudovém zesilovacím činiteli teoretický tedy nezáleží). Jediné, co by melo byt v tomto pripade dodrženo, je přibližně Stejný klidový hrdý tranzistorů v luxusní paralelních, výběr proto spočívá v co nejmenší toleranci UBE PŘI ICE proudu asi 50 mA, tedy takovém, jaký bude v praktické aplikaci.

Vyvážení proudu PŘI proudech větších se provádí zmenšením strmosti tranzistorů pomoci záporné zpětné vazby, tvořené Malým emitorovým odporem. Velikost TOHOTO odporu volíme jako kompromis mezi dobrým rozdělením proudu v jednotlivých tranzistorech (čím větší R, tím lépe) a celkovou účinností zesilovače (čím menší R, tím lépe). Typická velikost kolísá mezi 0,1 ohm až do asi 0,5 ohm. ÚBYTEK napětí na tomto odporu se přičítá k saturačnímu úbytku UCE, ale dá se říci, že pro dobrý bipolární tranzistor je takovýmto relativne velkym vyrovnávacím (balastním) odporem má presto Stále lepší Účinnost neľ průměrný FET. Ještě kritičtější Je ovšem problém výběru tranzistorů v Darlingtonově Zapojení.

 

Sériové řazení

Potřebujeme-li zesilovač Většího výkonu Nebo máme-li větší zatěžovací impedancí, Potřebujeme zesilovač napájet vyšším napětím. Nemáme-li k dispozici tranzistory s velkym Dostatečné závěrným napětím, můľeme Použít Zapojení sériové. Jediná teoretická nevýhoda TÉTO koncepce je součet saturačních napětí UCE, ale pro praktický vůbec nevadí, protoľe tranzistory s nižším závěrným napětím Mají zpravidla velké povolené kolektorové proudy saturační napětí malá. Velikou výhodou je posuv pracovních podmínek do nižších oblastí stoupat, Jinými slovy zvětší se zpravidla spolehlivost přístroje. Typické Zapojení ukazuje obr.. 6.

Delic napětí volíme tak, Aby bylo napětí U1: U1 = U / 2 + 2 UBE.

Poměr R2 R3 volíme tak, Aby střídavé napětí na T3 T4 bylo stejné. Pro větší výstupní výkony Můžeme ještě Výkonové tranzistory zapojit take paralelně, pak Ovšem platí Stejné zásady, jako PŘI prostém paralelním řazení (vyrovnávací odpory).

 

Proudová zatížitelnost

Poslechovými testy Behem let se zjistilo, že pro příznivější hodnocení Mají přístroje schopné dodat podstatně větší výstupní hrdý, neľ jaký by odpovídal výpočtu z napájecího napětí a jmenovité zátěže. Příčin TOHOTO jevu je Několik:

První z nich je časté nedodržení jmenovité impedance reproduktorové soustavy je chutná a výrobci. Špatně navržená Výhybka Může způsobit Pokles impedance na některém kmitočtu, coz Může PŘI hudebním signálu iniciovat proudovou pojistku zesilovače, Který přejde krátkodobě do ostré limitace, uchem velmi dobře rozeznatelné. Pri měření na jmenovité impedancí nezjistíte žádnou chybu, ve spojení s takovou soustavou se Ovšem zesilovač "nelíbí", aniž si uvědomíme Ovšem, co je toho příčinou. V TÉTO Souvislosti Ovšem Nutno poznamenat, že pro nedodržování jmenovité impedance Nebo uvádění větší neľ je Skutečná, je oblíbená praxe hlavně méně solidních výrobců. Nejčastěji takto Sidi zákazníky výrobci "muzikantských" reproduktorů, protoľe tímto zpusobem se zdánlivě zvětší citlivost reproduktorů. Uvede-li napríklad výrobce jmenovitou impedancí 8 ohmů, zatímco Skutečná je 6 ohmů, pak PŘI povrchním měření, kdy měříme akustický tlak PŘI příkonu 1 W, spolehneme se na údaj výrobce na reproduktor přivedeme Odpovídající střídavé napětí, naměříme potom větší akustický tlak, Nebot Příkon je ve Skutečnost větší. Důsledkem TOHOTO podvodu můľe být i zničení reproduktorů. Uvádí-li výrobce napríklad Maximální Příkon 200 W / 8 ohmů uživatel použije TOHOTO zesilovač výkonu, pak v pripade Nižší impedance, kdy je zpravidla zesilovač schopen dodat větší výkon, se začnou přetěžovat reproduktory tím se podstatně zkrátí Jejich životnost.

Druhým problemem, myslím si, že pro velmi podstatným, je komplexní charakter zátěže. Žádná Skutečná zátěž nemá totiž Pouze reálný charakter, ale i složku kapacitní indukční (kapacita přívodních vodičů, Jejich indukčnost, impedance výhybky hlavně v oblasti dělících kmitočtu). Potřeba výstupního proudu je patrná na Jasně příkladů kapacitní zátěže v Nintendo Wii se zátěží reálnou (obr. 7).

S1 S2 představují výstupní Výkonové tranzistory, Které střídavě spínají napětí zdroje do zátěže. Nebude-li v obvodu zapojen kondenzátor, bude velikost výstupního proudu dana vztahem: ± IVÝST = ± U / (RVÝST + R2). 

Pri Zapojení kondenzátoru je výstupní pyšný: ± IVÝST = (+ U + |-U |) / (RVÝST + R2),

nebo-li přesně dvojnásobný! I kdyz v praxi se tento Případ nikdy nestane, Často je zřejmé, že pro zesilovač Musí být schopen dodat minimálně dvojnásobný hrdý neľ jaký odpovídá jmenovité zátěží, prípadne, že pro hrdý na tento Měla Být navržena proudová pojistka. Tato Úvaha, spolu s kalkulací Použití nejmenovitých zatěžovacích impedancí vedla výrobce špičkových přístrojů k použití velkého, na první pohled nesmyslného počtu výstupních tranzistorů.

Z hlediska výstupního signálu se zesilovač na vysokých kmitočtech chova jako indukčnost, výstupní pyšní se zpožďuje za vstupním napětím. Bude-li Mít zátěž kapacitní charakter, Může se chovat jako výstup Sériový resonanční obvod zesilovač se rozkmitá. Z tohoto důvodu Musíme zátěž od výstupu oddělit tlumivkou s malou indukčností s paralelním rezistorem, who zmenší "Q" resonančního obvodu pod kritickou mez.

Ze stejného důvodu Musíme zpravidla před i za tlumivku ještě zařadit sériové RC členy (známe "Boucheroty"). Jakost Tlumivky Musí být co nejlepší (Musí Mít malý ss odpor) Aby se nezvětšovala výstupní impedance zesilovače na nízkých kmitočtech. Tlumivka Musí být proto zhotovena z drátu co nejtlustšího Musí být vzduchová, Nebot Jakékoliv jádro (jak železné, tak feritové) se velkými proudy přesytí tlumivka je pak Zdrojem zkreslení, mnohdy Většího neľ je zkreslení samotného zesilovače.

Poslední dobou je věnovaná velká pozornosť odolnosti zesilovače na průnik vf signálu. Výstupní impedance zesilovače je velmi malá na nízkých kmitočtech. Představíme-li si Ovšem výstupní obvody tak, jako by v Nintendo Wii s výkonovými tranzistory Byly zapojeny indukčnosti, je patrné, že pro vf signál má přístup i do smyčky zpětné vazby. Přívody k reproduktorovým soustavám Tvoří vlastně potencionální anténu (zvláště u PA systémů, kde Mohou Být i Několik desítek metrů dlouhé). I kdyľ je "vnucený" vf signál velmi malý, v interní Strukture Může způsobit různé intermodulace, Které Mohou se projevit zvětšeným zkreslením nf signálu.

Výstupní filtr RLC, představující pro vf signály značný útlumový článek, Může proto tento jev Účinné potlačit (vhodné je samozřejmě výstupní tlumivku Put co nejblíže reproduktorovým zdířkám).
Ještě větší pozornosť Musíme věnovat i průniku vf signálu do vstupu, kam Musíme proto zařadit Odpovídající filtr RLC Nebo RC. Mezní kmitočet filtru volíme TOHOTO Ovšem ještě podle Jednoho kritéria. Jak jsem již popisoval, Dochází PŘI buzení zesilovače vysokým kmitočtem ke vzniku příčného proudu ani rychlost přeběhu není nekonečná, Takže PŘI vysokých kmitočtech velkých výstupních úrovních nastává proudová limitace výstupního obvodu. Aby tento jev nevznikal, Nesmí Být strmost vstupního signálu, Který odpovídá plnému výstupnímu napětí, větší, neľ je zesilovač schopen zpracovat. Jinými slovy, kmitočtová charakteristika zesilovače jako celků Musí být bleskům PŘI VŠECH výstupních úrovních. Chcete-li, že pro někteří výrobci uvádějí kmitočtovou charakteristiku PŘI výkonu asi 1 W, who je zpravidla Širší neľ Výkonová šířka pásma (oblast plného výkonu), je evidentní chyba. Takový zesilovač se nebude chovat dobře, jeho zkreslení SID (Otáčení Induced Distortion - zkreslení vnucenou rychlostí přeběhu), jak se toto zkreslení nazývá, bude veliké. Volba vstupního filtru je jednoduchá. Změříme kmitočtovou charakteristiku, pri Které je zesilovač schopen dodat plný výkon bez znatelného zkreslení. Ta Saha u dobře navrženého zesilovače zpravidla do kilohertzů několika set, Mezní kmitočet filtru ale zvolíme Poněkud Nižší (nesmíme zapomenout ani na Rg předpokládaného zdroje signálu).

 

Ochranné obvody

Pri zkratu na výstupu na výstupu, pri nedodržení zatěžovací impedance PŘI komplexní zátěží Mohou se přetížit výstupní obvody. Každý zesilovač Musí proto obsahovat ochranný obvod. Jeho návrh, Který by splňoval podmínku Správné funkce ve vąech režimech, Je ovšem velmi obtížný.
Nejmenší problémy z jištěním jsou u elektronkových zesilovačů. Elektronky Mají v důsledku Své konstrukce limitovaný výstupní hrdý. Nebezpečné je Pouze Překročení povolené anodové Ztráty PŘI déletrvajícím zkratu, proto stačí Pouze zapojit do přívodu napájení tavnou pojistku, jiné ochranné obvody se, Galerie: vím, v elektronkových zesilovačích nepoužívají.

Snadno lze proudovou pojistku vyresit u tranzistorů FET, ale jen u typu s relativne velkym RDSON. Pri znalosti Typické velikosti řídícího napětí UGS pro IDS lze Maximální výstupní napětí Omezit patřičnou Zenerovou diodou.
Zde ještě malé odbočení. Výkonové tranzistory VMOS Mají Typické Maximální napětí UGS asi ± 14 V (typy 2SK134/2SJ49) nebo ± 20 V u novějších typu. Toto napětí se Nesmí za żadnych okolností překročit, Nebot izolační vrstva hradla je velmi tenká, snadno se vyšším napětím prorazí tranzistor se zničí. Zenerova dioda není na ČIPU zpravidla Integrovaná, protoľe díky svému, byť malému svodovému proudu zmenšuje vstupní odpor av aplikacích, kde řídící napětí nemůľe překročit povolenou mez, je zbytečná.

Pri Použití ve výkonovém zesilovači je situace odlišná Ovšem. Řídící napětí (měřeno proti ZEMI) Může Mít až velikost napětí napájecího. V okamžiku zkratu výstupu na zemní potenciál řídící napětí (v případě, kdy není nijak omezeno) Zcela spolehlivé překročí povolenou mez. Většina výrobců Samozřejmě si je toho vědoma a zapojení Zenerovou diodu obsahuje.

Díky zápornému teplotnímu koeficientu relativne velké ploše ČIPU je impulsní zatížitelnost těchto součástek značná. Typická velikost špičkového proudu, zaručená výrobcem, je zpravidla čtyřnásobkem proudu jmenovitého. Je zajímavé, že pro firma Hitachi u svých tranzistorů impulsní hrdý neuvádí (alespoň mě se nepodařilo tento údaj nikde nalézt), lze se ale dočíst, že pro napríklad 100 W tranzistor 2SK134 má impulsní ztrátu 400 W Nebo že pro tento tranzistor bez DESTRUKCE "kýchnutí" (Samozřejmě opět jen impulsně) teplotu ČIPU až 300 stupňů Celsia.

Starší typy tranzistorů jsou díky těmto vlastnostem, plus díky velkému relativne RDSON, Který omezuje výstupní hrdý, poměrně odolné k nešetrnému zacházení, proto jim postačí k ochraně jen zmínění Zenerova dioda. Novější typy s Malým RDSON by mely Ovšem Být navic vybavený ochranným obvodem, pracujícím stejne jako PŘI Použití bipolárních tranzistorů.

Bipolární tranzistory, vzhledem ke svému poměrně malému saturačnímu napětí a velké strmosti, Nutné vyžadují Zařazení obvodů, Který způsobí proudovou limitaci, Obzvláště jsou-li buzeny ze zdroje napětí. Problematika návrhu takového obvodu Je ovšem velmi složitá Galerie: je mi známo, není dodnes do detailu vyřešena.

Uvažujeme-li Pouze reálnou zátěž, je návrh jasný snadný. Obvod je zpravidla konstruován tak, že pro Nintendo Wii se v zátěží je Zařazen malý rezistor, ÚBYTEK napětí na něm vyhodnocuje Patřičný obvod, Který jistě od velikosti úbytku způsobí Omezení budícího napětí. Správné činnosti podmínkou je, aby vyhodnocovací obvod mel hysterezi, Aby se nerozkmitával PŘI náběhu odběhu z funkce.

Pri reálné zátěží, kdy je výstupní napětí i hrdý Ve fázi, je funkce obvodu Jasná. Pri komplexní zátěží, kdy mezi nimi vzniká fázový posuv, je odvození funkce pojistky z výstupního proudu Nedostatečné. Pojistka by v tomto pripade Měla vyhodnocovat nejen výstupní hrdý, ale i výstupní napětí, prípadne i Jejich fázový posuv, coz je problematika velmi složitá, who by vyžadovala samostatný článek. K tomu se necítím Ovšem Dostatečné fundován. Velmi slušný rozbor problému najdete v [8]. Jak Zdá se, výrobci, spíąe neľ Aby tento problém řešili do detailu, předimenzují výstupní obvod, coz je ale pochopitelné, Nebot kritérií pro návrh je více stoprocentní funkčnost za vąech okolností není ani Možné vyresit.

 

Zpětné vazby

Každý výkonový zesilovač má v interní Strukture Několik (pravidla záporných) zpětných vazeb. Jejich Úkolem je Zlepšení dílčích vlastností jednotlivých stupňů, byť Třeba na úkor celkového zesílení naprázdno. Dřívější návrhy postupovaly tak, že pro hlavním kritériem bylo právě zesílení naprázdno předpokládalo se, že pro o to více pak parametry zlepší celková Zpětná vazba. Tato koncepce se ukázala chybná. Navržené takto zesilovače se poslechově "nelíbily", Nebot o to Hure se chovaly v případném nelineárním rezimu (viz vznik tranzientního zkreslení).

Optimalizace návrhu vyžaduje Slušně konstruktérské obvodářské znalosti, velmi dobré přístrojové vybavení, nebudu je proto detailněji popisovat. Velmi dobrý TÉTO rozbor problematiky najdete v [9], [10]. Pro ilustraci po jakých detailech lze PŘI návrhu jít, uvedu příklad volby zpětnovazebního rezistoru. Pri měření zkreslení se u špičkových přístrojů (se zkreslením pod 0,01%) zjistilo, že pro některé vykazovaly zvětšení zkreslení pod kmitočtem asi 100 Hz, Ačkoliv se zde rezerva zesílení naprázdno nikterak nezmenšuje. Příčina byla prosta, bylo to pouhé Výkonové dimenzování zpětnovazebního rezistoru. Ačkoliv Byl dimenzován tak, Aby jeho ztráta Nebyla překročena ani PŘI MAXIMÁLNÍM výstupním napětí, jeho malá tepelná setrvačnost as ní spojené nepatrné změny jmenovitého odporu, stačily způsobit změny zesílení i Behem jedne půlperiody, tedy nelinearitu (zkreslení). Z uvedeného příkladů vyplývá, že pro Nutné je tento rezistor několikanásobně Výkonové předimenzovat (oproti vypočtené zatížitelnosti).

Musím se ještě zmínit o jednom druhu zpětné vazby. Ve výkonovém zesilovači Praktický je skoro nemožné dokonale tepelně svázat tranzistory vstupního obvodu, prípadne je vybrat tak, Aby Jejich zesilovací činiteľ Byl naprosto Stejný. Výsledkem je napěťový posuv výstupního ss napětí, Který se s teplotou mění. Není sice nijak velký, protoľe ze ss hlediska Zpětná vazba je stoprocentní, nicmene existuje Zapojení, Které i tento malý Nedostatek napravi.

Princip spočívá v Použití monolitického operačního zesilovače, Který má zpravidla velmi malý výstupní posuv, do ss smyčky záporné zpětné vazby výkonového zesilovače. Operační zesilovač je zapojen jako integrátor s velmi nízkým mezním kmitočtem (řadové jednotky Hz i méně), proto vyhodnocuje Který Praktický jen ss napětí na výstupu zesilovače Svým výstupem ridi některý ze vstupů řízeného zesilovače. Protoľe zesilovač teoretický Může pracovat jako neinvertující i invertující stejne tak i integrátor, nabízejí se Ovšem Čtyři varianty Zapojení, obr.. 8a až d. 

Nejčastěji se používá Zapojení podle obr.. 8b. Dolní Mezní kmitočet zesilovače je dán mezním kmitočtem integrátoru, Který vypočteme ze vztahů: fd = 1 / (2 ¶ * R1 * C1), přičemž Musí platit R1C1 = R2C2. Dostatečné pro nízké kmitočty Současné Současné přijatelné rozměry kondenzátorů, Vychází odpor řadové jednotky MW. Z tohoto důvodu Musíme na místě integrátoru Použít OZ velmi vstupním velkym odporem, tedy zpravidla Takový, Který má ve vstupním obvodu tranzistory Řízené polem.

 

Doplňkové obvody výkonových zesilovačů - Symetrický vstup

Symetrické vstupy a výstupy se používají v profesionální zvukařské praxi (Obecně ve sdělovací spojové technice) již radu let. Po zavedení digitálního záznamu začíná pronikat tento Způsob propojení i do přístrojů pro domácí Použití. Krome větší složitosti, az ní plynoucích větších nákladu, má tento Způsob dvě veliké výhody.

První z nich je podstatně větší odolnost proto pronikání rušivého pole do vstupu zesilovače. Umístíme-li dva Souběžně vodiče do homogenního rušivého pole, bude se do nich indukovat rušivé napětí Stejné velikosti fáze. Po přivedení napětí TOHOTO na dva vstupy zesilovače, z nichž jeden fazi neotáčí druhý ano, bude toto napětí (v případě, kdy Mají Tyto vstupy absolutně Stejné zesílení stejnou fázovou charakteristiku) po sečtení v následujícím stupni Zcela potlačeno. Přenášený signál bude zesílen, Nebot má v OBU vodičích opačnou fazi.

Druhou výhodou je možnost galvanického oddělení zemního potenciálu spojovaných přístrojů. Protoľe Obecně platí, že zemní potenciál dvou přístrojů není nikdy dokonale Stejný, prochází PŘI normálním propojení zemním vodičem vyrovnávací pyšný. Pracovní zem přístroje nemá nulový odpor, průchodem vyrovnávacího proudu je zemní potenciál vstupního obvodu návazného přístroje modulován (nejedná se totiž jen o ss hrdý, ale io "zbytky" síťového kmitočtu a jejich násobky, coz způsobí, ze se brum přenese i na vstup je pak dále náležitě zesílen. Problematika je ještě složitější i přístrojů první bezpečnostní třídy, Které Mají kostru zpravidla i pracovní zem připojenou na ochranný vodič. Připojíme-li dva takovéto přístroje, vytvori se smyčka, do Které se indukují rozptylová pole transformátoru silových rozvodů. Problematika propojování zemnění je dobře popsána v [11].

Optimálním řešením je proto Použití vazebního transformátoru, Nebot deset všechny uvedené problémy řeší beze zbytku. Vyrobit Ovšem transformator, Který má přenášet kmitočty od 20 do asi 100 kHz (při Dostatečné vstupní impedancí), je velmi obtížné je proto velmi drahý. 

Druhou možností je Použití symetrického ( "přístrojového") zesilovače, jehož nejčastější Zapojení ukazuje obr.. 9.

Pri pečlivém návrhu Použití přesných součástek je toto řešení symetrického vstupu skoro stejne dobré (z hlediska zemních smyček) jako Oddělovací transformátor. V některých ohledech je i lepší (šířka pásma, vstupní impedance).

 

Indikační obvody

Indikace velikosti nějaké veličiny má smysl Pouze tehdy, je-li mám naměřený údaj k něčemu dobrý. V TÉTO Souvislosti mě osobně Jakékoliv "měření" výstupního výkonu zesilovače pripada nesmyslné, Nebot z celé dynamické škály mě zajímá Pouze deset bod, kdy se výstupní napětí dostane do limitace. Protoze ale člověk je hravý tvor, kterému se líbí věci blýskavé i barevné, výrobci komerčních přístrojů vybavují Často i zesilovače různými pseudoukazateli výstupního výkonu, zpravidla velmi ošizenými. Ošizenými proto, že pro v naprosté většině ukazují jen výstupní napětí zesilovače. Jsou kalibrovány zpravidla jen pro reálnou zátěž jmenovitou (zpravidla větší) zatěžovací impedancí, meli by se proto spíąe nazývat indikátory vybuzení. Mají snad Pouze jakési opodstatnění u PA systémů, kde bývá více zesilovačů indikátor Slouží pro srovnání vzájemných citlivosti (jsou-li použity různé zesilovače).
Výrobci špičkových přístrojů, sloužících předevąím znalcům, většinou ukazatele výstupního výkonu nepoužívají. Je-li zesilovač nějakým vybaven, pak Pouze indikátorem limitace. Limitaci, nebo-li stav, kdy se špičkové výstupní napětí blíží napětí napájecímu, lze indikovat velmi Snadno. Nejlepší je ten Způsob, kdy se výstupní napětí napájecí napětí přivede na vstupy komparátoru (Samozřejmě přes Delic napětí). Po logickém sečtení výstupních napětí dvou takových komparátorů, z nichž každý hlídá Jednu polaritu napětí, a po následném Prodloužení impulsu (velká setrvačnost oka) monostabilním klopným obvodem získáme PŘI Použití rychlých komparátorů precizní indikátor limitace, schopný "zachytit" i velmi krátké špičky.

 

Ochrana reproduktorů

Prorazí-li se výstupní tranzistor, objeví se na výstupu plné napájecí napětí. Reproduktorem protéká ss hrdý, Který zpravidla (leste dříve neľ se přepálí tavná pojistka v přívodu napájení) reproduktor spolehlivé zničí. V každém zesilovači Musí se počítat s Touto možností, Musí proto obsahovat obvod, Který zátěž v tomto pripade Okamžitě odpojí. Nejprimitivnější, nicmene funkčně Zcela dostačující řešení ukazuje obr.. 10. Jediným nedostatkem je to, že pro obvod Použít lze jen u zesilovačů s větším výkonem, Které Mají větší napájecí napětí, neľ je zapalovací napětí použitého diaku.

 

Lepší řešení je Použití výstupního relé. Řídící obvod relé Může mit, Krome ochrany před ss napětím, ještě další funkce. Pri zapnutí přístroje, kdy se ustalují pracovní orgán, napríklad Může zesilovač kmitat Nebo Mít na výstupu ss napětí, coz jsou ony známe razy v reproduktorů u zesilovačů mizerných kvalit. Řídící obvod Musí proto ještě pracovat tak, že pro zátěž připojí až chvíli po zapnutí Okamžitě odpojí PŘI vypnutí (ještě dříve neľ se stačí vybít filtrační kondenzátor). Do funkce ochranného obvodu můľeme zahrnout i tepelnou pojistku, hlídající teplotu chladičů.

 

Měkký náběh zdroje

V okamžiku zapnutí vznikne (vlivem magnetizačního proudu transformátoru nenabitého filtračního kondenzátoru zdroje) velký impulsní odběr, Který je tím větší, čím více se průběh síťového napětí v okamžiku zapnutí blíží 90 Nebo 270 stupňům periody. U zesilovačů Většího výkonu (asi od 200 W na kanál), jejichľ síťový transformátor a filtrační kapacity jsou již značně velké, můľe být proudový náraz tak silný, že pro způsobí výpadek běžného 10 jističe v síťovém rozvodu. Vnitřní odpor velkého transformátoru takovýchto zesilovačů je tak malý, že pro jeho zkratový Příkon Může dosáhnout Několik kW, Jinými slovy nabíjecí proudy filtračního kondenzátoru dosahují desítek ampérů. Tento hrdý je zpravidla větší neľ hrdý Maximální povolený výrobcem, coz vede ke značnému Snížení životnosti kondenzátoru, Nebot se časem přepálí vnitřní Privod k elektrodám.

Z popsaných důvodů je bezpodmínečně Nutné zesilovač Většího výkonu VYBAVIŤ obvodem, Který proudový náraz zmenší. Často se proto používá předřadný odpor na strane Primární transformátoru, Který je po chvíli zkratován, zpravidla pomoci relé. Velikost odporu je kompromisem mezi velikostí proudového nárazu (čím větší R, tím menší I) a velikostí druhého proudového nárazu, Který vznikne zkratováním (čím menší R, tím menší I). TOHOTO výhodou řešení je jednoduchost a cena, nevýhodou Onen druhý proudový náraz.

Druhý Způsob spočívá v Fázové Použití řízeného triaku, Který je postupně otevírán v rozsahu 0 až 90 °, prípadne 180 až 270 ° periody. Po úplném náběhu je pak zkratován pomoci relé, Aby nezpůsoboval rušení. Výhodou je naprosto plynulý náběh s minimálním proudovým razem, nevýhodou větší složitost a cena obvodu.

 

Literatura:

[1] Tanaka, S.: "New ovlivnění okruhu pro provoz třídy B"

Journal of Audio Engineering Society, 1981, str.. 148-152

[2] Hawksford, MJ: "Distortion Oprava v Audio Power Amplifiers"

Journal of Audio Engineering Society, 1981, str.. 28-30

[3] Hawksford, MJ: "Distortion Korekce obvody pro Audio Amplifiers"

Journal of Audio Engineering Society, 1981, str.. 503-510

[4] Borbely, E.: "60 W MOSFET výkonový zesilovač"

Audio Amateur, 2 / 1982

[5] Borbely, E.: "Third - Generation MOSFETy: servo 100"

Audio Amateur, 1 / 1984

[6] Borbely, E.: "Third - Generation MOSFETy: DC-100"

Audio Amateur, 2 / 1984

[7] Alexandr, M.: "Současné - Feedback Audio Power Amplifier"

Audio Engineering Society Preprint: Presented at úmluva 1990 březen 13-16, Montreux

[8] Holman, T.: "Nové faktory v Power Amplifier Design"

Journal of Audio Engineering Society, 1981, str.. 517-522

[9] Borbely, M.: "High Power Amplifier Hhigh kvality, pomocí MOSFETs"

Wireless World, 3 / 1983, str.. 69-75

[10] Cordell, AR: "MOSFET výkonový zesilovač s Error Correction"

Journal of Audio Engineering Society, 1984, str.. 32

[11] AR B 6 / 84, 1 / 85

 

Na závěr:

Tem z Vás, Které toto pojednání inspirovalo natolik, že pro vážně uvažují o stavbě některého z přístrojů řady zesilovačů DPA starší (110, 220, 330, 380, 440 880) Musíme s politováním sdělit, že pro pro firmu DPAudio Jedná se již o historickou záležitost . Z toho vyplývá, že pro firma nedisponuje pro případnou stavbu žádnými DPS ani stavebními návody, či Jinými komponenty. "

  

Přes 50let chybného vývoje!

Dříve než se vrhnu do popisování mnohých chyb, jen zopakuji, že pro tento text nevznikl proto, aby cokoliv či kohokoliv kritizoval či znevažoval a degradoval něčí práci. Tento text vznikl, jako názorná ukázka rozdílných pohledu na problematiku v důsledku čehož vznikly zcela odlišné koncepce hledání podstaty problému, zcela odlišné i přístupy k řešení. Pavel Dudek je jen jedním z mnoha zastánců "oficiální" terminologie poznatků, naopak já jsem ten kdo má výrazně odlišný pohled.

 

Pojďme se podívat, v čem jsou významnější odlišnosti od mého pohledu a pohledu který se stal jakýmsi standardem, v čem se "Mistři" přes půl století mýlí:

 

  1. Limitace

  2. Linearita

  3. Šířka pásma

  4. Zisk

  5. Tranzistorový zvuk

  6. Dynamická Saturace


Limitace

Jak jsem již uvedl, nejenom Pavel Dudek se příliš věnoval samotné limitaci, která by měla mít za následek podstatu rozdílného zvuku elektronek a tranzistorů, přičemž všem uniklo, že tento rozdíl je patrný při všech hlasitostech zesilovače, tedy i daleko od samotné limitace.

V části napěťový zesilovač, popisuje Pavel Dudek zcela zvráceně děj, který nastává slovy: "Při limitaci ve vnitřní struktuře zesilovače začne zpravidla nejprve limitovat výkonový stupeň. Protože tím okamžitě ztratí schopnost řízení, zesilovač se začne chovat tak, jako by byla rozpojena zpětná vazba". Jak jsem již zmínil, vynecháme skutečnou limitaci koncových tranzistorů, ale většinou již při velmi malých úrovních nastává jev, který jsem popsal jako Dynamická saturace, o kterém konstruktéři ani netuší.

 

Linearita

Linearita je poněkud složitější, postupně se oslaboval zásadní podíl celkové zpětné vazby za cenu dílčích zpětných vazeb. Honily se tisíciny procenta zkreslení a výsledek se pořád nedostavoval. Diferenciální zesilovač se moc neřešil a bral se jako dostatečné vyřešen. Výsledek se krůček za krůčkem zlepšoval, ale zásadní vliv nemohl být přiznán ničemu.

Dílčí zpětné vazby řešily lokální stabilitu, pomalu ale jistě se hromadně podílely na omezování frekvenčního pásma a samozřejmě ubíraly na celkovém zisku, který se dále doháněl přidáváním dalších prvků či celých stupňů, celkové zpoždění se pomalu, ale jistě spíše zvyšovalo a vznik tak trochu začarovaný kruh.Slušelo by se říci, že se jednalo spíše o laborování! Topologie často vznikaly na bázi pokus - omyl, namísto řádné propracované koncepce s hlubším pochopením všech procesů uvnitř Topologie zesilovače, nezřídka kdy byl pohled značně ovlivněn ekonomikou a vidinou prodaných kusů.

 

Šířka pásma

Šířka pásma se postupně přestávala řešit, W. Marshall Leach ji vytáhl někde přes 400kHz. Jak jsem již napsal, nastoupil zdánlivě dobrý vliv digitalizace signálu na potlačení Tranzistorového zvuku, ne není to tím, že by CD byl natolik výjimečný. Podstata problému je skrytá v pravém opaku, CD formát je vzorkován 44 či 48kHz tím jsou potlačeny všechny kmitočty nad 20kHz a zvuk je o ně ochuzen. Vyšší kmitočty již nemohou činit v zesilovači žádné komplikace. Více jsem se rozepsal o problematice v článku SACD, blíže vinylu?

Nicméně bylo dlouhé období, kde nebylo šířku pásma zapotřebí řešit, jen ti Hi-Fi_sti stále nedali pokoj. Naštěstí jich ubylo a vývoj normy DIN 45 500 z roku 1973 se rovněž zastavil. Dnešní standardy SACD a DVDaudio zvládají běžně zaznamenat frekvenční rozsah přes 100 kHz, což zesilovače ve většině případu bet Tranzistorového zvuku neumí!

 

Zisk

Zisk samozřejmě nezůstal stranou, konstruktéři řešili a řešili, postupně se shodli na faktu, že pro navyšování zisku jim nepřináší očekávané zlepšení zvuku, spíše naopak. Výsledkem bylo jakési decentralizování zpětné vazby a mnoho lokálních zpětných vazeb, většinou frekvenčně závislých.

Idea celkové zpětné vazby nebyla špatná. Příklad: zesílení v otevřené smyčce je například 1000x nastavené zesílení zpětnou vazbou je 10x, pak zůstává rezerva v zisku 100x, odtud se dá dovodit, že výstupní signál bude zatížen chybou 1%, bez ohledu na linearitu jednotlivých prvků. Napěťovou chybu 1% přepočteme na zkreslení, které je odvozeno od výkonu jednotlivých harmonických, pak bychom se dostali na hodnotu 0,01%, což je dle mne naprosto vynikající výsledek, ale Pavel Dudek a všichni ostatní by mne kritizovali, že jim to zdaleka nestačí.

Aby problematika nebyla tak jednoduchá jednoznačná jak to nyní vypadá, všechno je zase trochu jinak. Všichni ti konstruktéři honící se za zesílením v otevřené smyčce hlavně ti, kteří tuto cestu opustili, se dopustili zásadní a osudové chyby.

Zesílení je víc než důležité, ale nestačí na frekvenci 10 či řadové 100Hz, je nutné zajistit jeho dostatečnou rezervu nad celým přenášeným frekvenčním pásmem, je zapotřebí konstruovat takové Topologie, které mají charakteristiku maximálně plochou.

Tomuto požadavku však zesilovače s lokálními, frekvence závislými zpětnými vazbami nemohou nikdy vyhovět. Podívejme se na slova Pavla Dudka o napěťovém zesílení elektronkových zesilovačů: "Tyto zesilovače Pracují s podstatně menším ziskem naprázdno, všechny stupně jsou přibližně stejně rychlé a je jich méně." Ano abychom dokázali vyhovět tomuto požadavku, je nutné snížit počet stupňů na minimum. Můžeme toho dosáhnout tím, že nebudeme stavit striktně odděleně stupně, ale již diferenciální stupeň bude mít dostatečné proudové zesílení, napěťový zesilovač bude plnit i funkcí dostatečné tvrdého budiče koncových tranzistorů.

 

Tranzistorový zvuk

 Tranzistorový zvuk Je rovněž zcela samostatná oblast. Každý o něm ví, každý o něm mluví či dokonce píše, ale když přijde na lámání chleba a nalezení řešení, raději se schová do davu a udělá vše proto, aby Tranzistorový zvuk všemi možnými prostředky popřel, ne jinak tomu bylo ani s článkem na České Wikipedii, kde sehrál svou zápornou roli i Pavel Dudek, zřejmě pod nickem „Cimrman“.

V textu Pavla Dudka však jeho zmínka zůstala zachována slovy: "Dřívější návrhy postupovaly tak, že hlavním kritériem bylo právě zesílení naprázdno a předpokládalo se, že o to více pak parametry zlepší celková zpětná vazba. Tato koncepce se ukázala chybná. Takto navržené zesilovače se poslechově “nelíbily“, neboť o to hůře se chovaly v případném nelineárním režimu (viz vznik tranzientního zkreslení)." …" Zkreslení tranzientní – vzniká u vícestupňových zesilovačů (což jsou vlastně všechny výkonové zesilovače), svázaných celkovou zpětnou vazbou, když při návrhu zapojení nebyla respektována různá rychlost jednotlivých zesilovacích součástek. Přesný popis vzniku uvedu dále." Více se však v textu na toto téma asi nedozvíme.

 

Dynamická Saturace

Dynamická saturace, jakožto příčina Tranzistorového zvuku! je mnou popsaný děj ve struktuře zesilovače, přesněji řečeno dopad vnitřního zpoždění na vstupní diferenciální stupeň a jeho přechod do saturace, nelineární oblasti s důsledkem vzniku vzájemné modulace všech přítomných signálů, jak vstupních tak ze zpětné vazby.

Pro názornost jsem si vybral již napsaný článek HQQF-55-502D vs. SPV 250, Federmann vs. Sinclair, kde jsem podrobně odsimuloval jednotlivé části dvou zesilovačů. Vzájemně se liší v zesílení otevřené smyčky o více jak 10dB, na frekvenci  20kHz je to již téměř 20dB. Dle názorů mnoha odborníků nepodstatná záležitost, navíc zesilovač s menším zesílením má lokální zpětné vazby a druhý nikoliv.

 .

 

Zisk

Podívejme se ještě hlouběji, při 20kHz jsou zisky  68dB a 88dB, rezerva v zisku cca 35dB a 62dB, můžeme tedy mluvit o rozdílu 27dB, který se nám promítne do linearity a zkreslení.

 .

 

Linearita

Pro jednoduchost a návaznost na výpočty další jsem výpočty postavil nezávisle na zde použitých příkladech zesilovačů. Výstupní výkon 500Wattu při zátěži 4Ω, nepoužijeme pro názornost sinusové napětí, ale napětí pilovitého průběhu, které bude dosahovat v obou polaritách 90V.

  • Pro horší zesilovač bychom museli mít na bázích vstupní diferenciální dvojice rozdíl o 68dB menší tedy zesílení 2512x, čemuž odpovídá 35,83mV.
  • U lepšího zesilovače bychom museli mít na bázích vstupní diferenciální dvojice rozdíl o 88dB menší tedy zesílení 25118x, čemuž odpovídá 3,583mV.

Tento katastrofální rozdíl již nedokáže zachránit žádný konstruktér, ani sebelepším výběrem nejlineárnějších tranzistorů a vstupní diferenciální dvojice se nám soustavně pohybuje v silně nelineární oblasti. Ne tedy koncové tranzistory, ale vstupní diferenciální dvojice!

 .

 

Fáze

Pokud se podíváme na fázovou charakteristiku je to však poměr natočení 4° vůči 30°! Zde již můžeme mluvit i naprosté katastrofě! Podívejme se na graf, který jsem rovněž postavil nezávisle na zde použitých příkladech zesilovačů.

Při 4° se nám rozdíl projeví 400mV a pro stupňů 30° se nám tento rozdíl projeví celými 30V! Ne nekonečný zisk má za následek poměrnou část, tedy napětí 3,583mV a 35,83mV platí na vrcholu signálu, ale pro signál o strmosti trojúhelníku to platí po čas periody, pro sinus by to bylo v oblasti průchodu nulou více a pro vrchol sinusovky méně.

Jedinou útěchou může být fakt, že musím ještě tuto zjištěnou hodnotu podělit zesílením. Pro horší zesilovač bych dostal 30V/33dB=672mV a pro zesilovač lepší bych dostal 400mV/26dB=20mV. Obě hodnoty musím sečíst a dostaneme výsledek cca 24mV vs. 700mV.

Jak je vidět právě tuto skutečnost konstruktéři podcenili nejvíce. Zesilovač nemusí chodit příliš vysoko, pro kvalitní poslech stačí něco málo přes 150kHz, ale je nutno zajistit nenatáčení fáze, které lze splnit, jenom tím, že zesilovač ve své podstatě chodí do řádu MHz. Následně pak můžeme předřadit pásmovou propust, která tuto šířku omezí, samozřejmě můžeme použít i výstupní filtr.

Nesmíme však nikdy použít jakékoliv zbytečné omezení frekvenčního pásma uvnitř topologie zesilovače, výsledkem by byl fázový posun a zvýšení Udif, následně Dynamická saturace a vzájemná modulace.

 

Závěr

Co říci závěrem, když podstatné bylo napsáno a detaily bych mohl vysvětlovat zbytek života. Předložil jsem další střípek zcela odlišného pohledu na problematiku Nf zesilovačů.

Tento pohled však výrobcům zesilovačů značně komplikuje život a zjevně jej neumí nikterak řešit, pak se uchylují k všemožnému odvádění pozornosti a znevažování faktu, výsledkem jsou články jako Troll na českém a slovenském internetu, nebo  CHAT na Svetelektro, vzestup pád.

Zda se tento pohled stane či nestane oficiálním pohledem řady či většiny světových konstruktérů je již jiná kapitola či pohádka.

 

 

Zdroj: hifi_slovanet, Ampz stránky, hifimarket

 

Diskuse

 

Podívejte se na články se stejnou tématikou.

 

 

 

 

 

 

L

Nejnovější

Copyright © 2017 Hi-FI svět. Všechna práva vyhrazena.
Joomla! je svobodný software vydaný pod licencí GNU General Public License.

B

Hi-Fi svět - ISSN 1803-733X

Stránky vydává Bohumil Federmann, Kunovice 7, 75644 Loučka, Česká republika, federmann@seznam.cz